环球头条：5V转3.3V电平的19种方法技巧

技巧一：使用LDO稳压器，从5V电源向3.3V系统供电

标准三端线性稳压器的压差通常【cháng】是【shì】 2.9-21.0V。要把 5V 可【kě】靠【kào】地转换【huàn】为 3.3V，就不【bú】能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降 （Low Dropout， LDO）稳压器，是此类应用【yòng】的理想选【xuǎn】择。图 9-21 是基本【běn】LDO 系统【tǒng】的框图，标注了相应的电流。从图中可以看出， LDO 由四个主要部分组成：

(相关资料图)

1. 导通晶体管

2. 带隙参考源

3. 运算放大器

4. 反馈电阻分压器

在【zài】选择【zé】 LDO 时【shí】，重要的是要知道如何区分各种LDO。器【qì】件的静态电流、封【fēng】装【zhuāng】大小和型号【hào】是重要的器件参数。根据【jù】具体【tǐ】应用来【lái】确定各【gè】种参数，将会得到最优的设计。

LDO的静态【tài】电流IQ是【shì】器件空载工作时器件的接地电流 IGND。IGND 是 LDO 用来进行稳压【yā】的电流。当IOUT>>IQ 时【shí】， LDO 的【de】效率可用输出电压除以输入电【diàn】压来【lái】近似地得【dé】到。然【rán】而，轻【qīng】载时，必须【xū】将 IQ 计入效率计算中【zhōng】。具有较低【dī】 IQ 的【de】 LDO 其轻载效率较【jiào】高。轻载【zǎi】效率的【de】提高对于 LDO 性能【néng】有负面影响。静态电流较高的 LDO 对于线路【lù】和负【fù】载的【de】突然变化有更快的响应。

技巧二：采用齐纳二极管的低成本供电系统

这里详细说明了一个采用齐纳二极管的低成本稳压器方案。

可以用齐纳二极管和【hé】电阻做【zuò】成简单的低成本 3.3V稳压【yā】器【qì】，如图 9-21 所示。在很多应【yīng】用中，该电【diàn】路可以替代【dài】 LDO 稳压【yā】器并具成本效益。但【dàn】是，这种稳压器对负【fù】载敏感【gǎn】的程度要【yào】高于 LDO 稳压器。另外，它的能效较低，因为【wéi】 R1 和【hé】 D1 始终有功耗【hào】。R1 限【xiàn】制【zhì】流入D1 和 PICmicro MCU的【de】电【diàn】流，从而使VDD 保持在【zài】允许范围内。由【yóu】于流经【jīng】齐纳二极【jí】管的电流变化时，二极管的反向电压也将发生改变【biàn】，所【suǒ】以需要【yào】仔细考虑 R1 的值【zhí】。

R1 的选择依据【jù】是【shì】：在最大负载时——通常是在PICmicro MCU 运行且驱动其【qí】输出为【wéi】高电平时——R1上【shàng】的电压降要足够低【dī】从而使PICmicro MCU有足【zú】以【yǐ】维【wéi】持工【gōng】作【zuò】所需【xū】的电压。同时，在最小负载【zǎi】时——通常是 PICmicro MCU 复位【wèi】时——VDD 不超过齐【qí】纳二极管的额定功率【lǜ】，也不超过 PICmicro MCU的最大 VDD。

技巧三：采用3个整流二极管的更低成本供电系统

图 9-21 详细【xì】说【shuō】明了【le】一个采用【yòng】 3 个整流二【èr】极管的更低成本稳压器方案。

我们也可以把几个【gè】常规开关二极管串联起【qǐ】来【lái】，用其正向压降【jiàng】来降低进入的 PICmicro MCU 的电压。这甚至比齐纳二【èr】极管稳压器的成本还要低。这【zhè】种设计的电流消耗通常要【yào】比【bǐ】使用齐纳【nà】二极【jí】管的电【diàn】路【lù】低【dī】。

所需二极管的数量根据所选用二【èr】极管的正向电【diàn】压而变化。二【èr】极管 D1-D3 的电压【yā】降是【shì】流【liú】经这【zhè】些二极管的电流【liú】的函数【shù】。连接 R1 是为了避免【miǎn】在负载最小时——通【tōng】常是 PICmicro MCU 处于复【fù】位或休眠【mián】状态时——PICmicro MCU VDD 引脚上的电压【yā】超过PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根据其他连接【jiē】至VDD 的电路，可以提高【gāo】R1 的阻【zǔ】值【zhí】，甚【shèn】至也【yě】可能完全不需要【yào】 R1。二极管 D1-D3 的选择依据是：在最大负【fù】载时——通常是 PICmicro MCU 运【yùn】行且驱动【dòng】其输出为高电平时——D1-D3 上【shàng】的电压【yā】降要足够低从而能【néng】够满足 PICmicro MCU 的最低 VDD 要【yào】求【qiú】。

技巧四：使用开关稳压器，从5V电源向3.3V系统供电

如【rú】图【tú】 9-21 所示，降压开关稳压器是一种基于电感的【de】转换器，用来把输入电压源降低【dī】至幅值【zhí】较低的【de】输出【chū】电压。输出【chū】稳压【yā】是通过控制 MOSFETQ1 的导通（ON）时间【jiān】来实现的。由于【yú】 MOSFET 要么【me】处于低阻【zǔ】状态，要么处于高阻状态（分别【bié】为【wéi】 ON 和OFF），因此高【gāo】输入源电压能够高效率地转【zhuǎn】换成较【jiào】低【dī】的输出电压。

当 Q1 在这【zhè】两种状态期间【jiān】时，通过平衡电【diàn】感的【de】电【diàn】压- 时间，可以建立【lì】输入和输出电压【yā】之间的关系。

对于 MOSFET Q1，有下式：

在选择电感的值【zhí】时，使电【diàn】感的最大峰 - 峰纹波电流等于最大负【fù】载【zǎi】电流的【de】百分之十的电感值，是【shì】个【gè】很好的初【chū】始选择。

在选择输出电容值时，好的初值是：使 LC 滤波器特性阻【zǔ】抗等【děng】于负载【zǎi】电阻。这样在满载工作【zuò】期间如【rú】果突然卸掉负【fù】载，电压过【guò】冲能【néng】处于可接受范围之内。

在选【xuǎn】择【zé】二极管 D1 时，应选择额【é】定电流足够大的元件，使之能够承受脉冲周期 （IL）放【fàng】电【diàn】期【qī】间的电感电流。

数字连接

在连接两个工作电【diàn】压不同【tóng】的器件【jiàn】时，必须要【yào】知道其各自的输出、输入【rù】阈值。知道阈值之【zhī】后，可【kě】根【gēn】据应用的其他【tā】需求选择器件的【de】连【lián】接方【fāng】法。表 9-21 是本文档【dàng】所【suǒ】使用的【de】输出、输入阈值。在设计连接时，请务必【bì】参【cān】考制造商的数据手册以获得实际的阈值【zhí】电平【píng】。

技巧五：3.3V →5V直接连接

将 3.3V 输出连接【jiē】到【dào】 5V 输入最简单、最理想的方法【fǎ】是直接【jiē】连接。直接连【lián】接需【xū】要满足以下 2 点要【yào】求：

• 3.3V输出的 VOH 大于 5V 输入的 VIH

• 3.3V输出的 VOL 小于 5V 输入的 VIL

能够使【shǐ】用这种【zhǒng】方法的【de】例【lì】子之一是将 3.3V LVCMOS输出连接到 5V TTL 输入。从表 9-21 中所给出【chū】的值可以清楚地看到【dào】上述要求【qiú】均满足【zú】。

3.3V LVCMOS 的 VOH （3.0V）大于 5V TTL 的VIH （2.0V）且【qiě】 3.3V LVCMOS 的【de】 VOL （0.5V）小于【yú】 5V TTL 的VIL （0.8V）。

如【rú】果这两个要求【qiú】得不到满足，连【lián】接两个部分【fèn】时就【jiù】需【xū】要额外的电【diàn】路。可能的解决方案请参【cān】阅技巧 6、7、 8 和 13。

技巧六：3.3V→5V使用MOSFET转换器

如【rú】果 5V 输【shū】入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高，则驱动【dòng】任【rèn】何这样的【de】 5V 输入就需要【yào】额外的电路。图【tú】 9-21 所示为低成本的【de】双元件解决方案。

在选择 R1 的阻值时，需要考虑【lǜ】两个参数，即【jí】：输【shū】入的开关速度和【hé】 R1 上【shàng】的电流消耗。当把输入从【cóng】 0切换到 1 时，需要计入因 R1 形成的 RC 时【shí】间常数而导【dǎo】致的输入上升时间、 5V 输入的输入【rù】容抗以及【jí】电路【lù】板【bǎn】上任何的【de】杂散电容。输入开关速度可【kě】通过【guò】下式计【jì】算：

由于输入容抗和【hé】电路板上的杂散电容【róng】是【shì】固定的，提高输入开关速【sù】度【dù】的惟一途径【jìng】是降低【dī】 R1 的阻值【zhí】。而【ér】降低 R1 阻值以【yǐ】获取【qǔ】更短的开关时间，却【què】是以增【zēng】大5V 输【shū】入为低电平时【shí】的电流消耗为代价的。通常，切换到 0 要比切换到 1 的速度【dù】快得【dé】多【duō】，因为 N 沟道 MOSFET 的【de】导通电阻要远【yuǎn】小于 R1。另外，在选择【zé】 N 沟道【dào】 FET 时，所选 FET 的【de】 VGS 应低于3.3V 输【shū】出的 VOH。

技巧七：3.3V→5V使用二极管补偿

表 9-21 列【liè】出了 5V CMOS 的【de】输入电压阈值【zhí】、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的输出驱动电【diàn】压。

从【cóng】上【shàng】表看出， 5V CMOS 输入的高【gāo】、低输入【rù】电【diàn】压【yā】阈值均比 3.3V 输出的阈值【zhí】高约一伏。因【yīn】此，即使来自 3.3V 系统的输出能够被补偿【cháng】，留给噪声【shēng】或【huò】元件容差的【de】余地【dì】也很小或者没【méi】有。我们需要的【de】是能够补偿输出并加大高低输【shū】出电压差的电路。

输【shū】出电【diàn】压规范确定【dìng】后，就已经假定：高输【shū】出驱【qū】动的是输出和地之间的负载，而【ér】低【dī】输出【chū】驱动的是 3.3V和输出之间的负载。如果高电【diàn】压【yā】阈值的负载实际上【shàng】是在输出【chū】和【hé】 3.3V 之间的话，那么输【shū】出电压实际上【shàng】要高【gāo】得多，因为拉高输出的机制是负载电阻，而不是输出三极管。

如果我们设计【jì】一【yī】个二极管补偿电路【lù】 （见图 9-21），二【èr】极管 D1 的正向【xiàng】电压 （典型【xíng】值【zhí】 0.7V）将会使输出低电【diàn】压【yā】上升，在 5V CMOS 输入得到 1.1V 至1.2V 的低电压。它安【ān】全地处于 5V CMOS 输入的低输入电【diàn】压阈值之下【xià】。输出高【gāo】电【diàn】压由上拉电阻和连至3.3V 电源的【de】二极管【guǎn】 D2 确定。这使得输【shū】出高【gāo】电压大约比【bǐ】 3.3V 电源【yuán】高 0.7V，也就是 4.0 到 4.1V，很安【ān】全地在 5V CMOS 输入阈值 （3.5V）之上【shàng】。

注：为了使电路工【gōng】作正常，上拉电阻必须【xū】显著【zhe】小于 5V CMOS 输入的输入【rù】电【diàn】阻，从而避免【miǎn】由于输入端【duān】电阻分【fèn】压器效应而导【dǎo】致的输出电压下【xià】降。上拉【lā】电阻还必须足【zú】够大，从而确保加载在【zài】 3.3V 输出上的电流在器【qì】件规【guī】范之内。

技巧八：3.3V→5V使用电压比较器

比较器的基本工作如下：

• 反相 （-）输入电压【yā】大【dà】于同相 （+）输入电【diàn】压【yā】时，比【bǐ】较器输【shū】出【chū】切换到 Vss。

• 同相 （+）输入端电压【yā】大于反相 （-）输入电压【yā】时，比较器输【shū】出【chū】为高电平【píng】。

为了保持 3.3V 输出的【de】极性， 3.3V 输【shū】出必须连接到【dào】比较器的同【tóng】相输入端。比较器的反相输入连【lián】接到由【yóu】 R1 和【hé】 R2 确定的参考电压处，如【rú】图 9-21 所示。

计算 R1 和 R2

R1 和 R2 之比取决于输入信号的【de】逻辑【jí】电平。对于【yú】3.3V 输出【chū】，反【fǎn】相电压应该置【zhì】于VOL 与VOH之【zhī】间的中点电压。对于 LVCMOS 输出，中点【diǎn】电压为：

如果 R1 和 R2 的逻辑电平关系如下，

若 R2 取值为 1K，则 R1 为 1.8K。

经过适【shì】当连【lián】接后的运算放大【dà】器可以用作比较器【qì】，以将 3.3V 输入信号转换为 5V 输出信号。这是利用了比较器的特性，即：根据 “反相”输入与【yǔ】 “同相”输【shū】入之【zhī】间【jiān】的【de】压差【chà】幅值，比较器迫使输出【chū】为高（VDD）或低 （Vss）电平。

注：要使运算放大器在 5V 供【gòng】电下正常工【gōng】作，输出必须具有【yǒu】轨到【dào】轨驱【qū】动能【néng】力。

技巧九：5V→3.3V直接连接

通常【cháng】 5V 输出的 VOH 为 4.7 伏【fú】， VOL 为 0.4 伏；而【ér】通常 3.3V LVCMOS 输入的 VIH 为 0.7 x VDD， VIL为 0.2 x VDD。

当 5V 输【shū】出驱动为低时，不会有问题，因为【wéi】 0.4 伏的【de】输出小于 0.8 伏的输入阈【yù】值。当【dāng】 5V 输出为高时【shí】， 4.7 伏的 VOH 大于 2.1 伏 VIH，所以，我们可以直接把两个【gè】引脚相连，不【bú】会有【yǒu】冲突，前提【tí】是3.3V CMOS 输出能够耐受 5 伏电压。

如【rú】果 3.3V CMOS 输入不能耐受 5 伏电压，则将出现【xiàn】问题，因为超出了输【shū】入的最大电压规范。可【kě】能的解决【jué】方【fāng】案请参见技【jì】巧【qiǎo】 9-21。

技巧十：5V→3.3V使用二极管钳位

很多厂商都【dōu】使用钳位二极管【guǎn】来保护器件的 I/O 引脚，防止引脚上的电【diàn】压【yā】超【chāo】过【guò】最大允许电压规范【fàn】。钳位二极管使引【yǐn】脚上的电压不会低【dī】于 Vss 超过一【yī】个【gè】二极管压降，也不会【huì】高于【yú】 VDD 超过一个二【èr】极管压降【jiàng】。要使用钳位二极管来【lái】保【bǎo】护输入，仍然要【yào】关注流【liú】经钳位二极管的电流【liú】。流【liú】经【jīng】钳位【wèi】二极管的电【diàn】流【liú】应该始【shǐ】终比较小 （在微【wēi】安【ān】数量级上）。如果【guǒ】流【liú】经钳位二极【jí】管【guǎn】的【de】电流过大，就存在部【bù】件闭锁的危险。由于5V 输出的【de】源电阻通常在 10Ω 左右，因此仍需串联一个电阻，限制流经钳位二极管的电流，如图 9-21所【suǒ】示。使用串联【lián】电阻的后果是降低了输入开关的速【sù】度【dù】，因为引脚 （CL）上【shàng】构成了 RC 时间【jiān】常数。

如果没有【yǒu】钳位二极管，可以【yǐ】在电流中添【tiān】加一个【gè】外【wài】部【bù】二极管，如图 9-21 所示。

技巧十一：5V→3.3V有源钳位

使用二极管钳位有【yǒu】一个问题，即【jí】它将向【xiàng】 3.3V 电源注入【rù】电流。在【zài】具有高电【diàn】流【liú】 5V 输出且【qiě】轻载 3.3V 电源轨的设计【jì】中，这种电【diàn】流注【zhù】入可能会使 3.3V 电源电压超过【guò】 3.3V。为了避免这个问题，可以用一个三【sān】极管来替【tì】代【dài】，三极管使过量的输出驱动电流流向地，而不是【shì】 3.3V 电【diàn】源。设计的电【diàn】路如【rú】图 9-21 所示。

Q1的基极-发【fā】射极【jí】结所起的作用与二极管钳位电路中的二极管相【xiàng】同。区别在于，发射极【jí】电流只【zhī】有百分【fèn】之几【jǐ】流出基极进入 3.3V 轨，绝大【dà】部分电流都流向集电极，再从【cóng】集电极无害地流入地。基【jī】极电【diàn】流与集电【diàn】极电【diàn】流之比，由晶体【tǐ】管【guǎn】的电【diàn】流增益【yì】决定，通常【cháng】为10-400，取决【jué】于所使【shǐ】用的晶体管。

技巧十二：5V→3.3V电阻分压器

可【kě】以使用简单的电阻分压器将 5V 器件【jiàn】的【de】输【shū】出降低【dī】到适用于 3.3V 器件输入的电平。这种接口【kǒu】的等效电路如图 9-21 所示。

通常，源电阻 RS非常小【xiǎo】 （小于 10Ω），如果【guǒ】选择的【de】 R1 远大【dà】于 RS 的【de】话，那么【me】可以忽略 RS 对 R1 的影响。在接【jiē】收端，负载电阻 RL 非常【cháng】大 （大于500 kΩ），如果选择的R2远小于RL的话，那【nà】么【me】可以【yǐ】忽略 RL 对 R2 的影响【xiǎng】。

在【zài】功耗和瞬态时【shí】间【jiān】之【zhī】间存在取舍权衡。为了使【shǐ】接口电流的功耗需求最小，串联电【diàn】阻 R1 和 R2 应【yīng】尽【jìn】可【kě】能大。但是【shì】，负载电容 （由杂散电容 CS 和 3.3V 器件的输【shū】入电容 CL 合【hé】成）可能【néng】会对输入信号的上升和下【xià】降时【shí】间产生不利影响。如果 R1 和 R2 过大，上【shàng】升和下降【jiàng】时间可能会过长而【ér】无法接受。

如【rú】果忽略 RS 和 RL 的影响，则确【què】定 R1 和 R2 的式子由【yóu】下面的公式 9-21 给出。

公式 9-21 给出了确定上升和下降时间的公式。为便于电路分析，使【shǐ】用戴维【wéi】宁等效计算来确定外加电压 VA 和串联电阻【zǔ】 R。戴维宁等效计算定【dìng】义为开路电压除以短【duǎn】路【lù】电流。根据公式 9-21 所施【shī】加的限制，对于图【tú】 9-21 所示电路，确【què】定的【de】戴维宁等效电阻 R 应【yīng】为【wéi】 0.66*R1，戴维宁等效电压【yā】 VA 应【yīng】为0.66*VS。

例如，假设有下列条件存在：

• 杂散电容 = 30 pF

• 负载电容 = 5 pF

• 从 0.3V 至 3V 的最大上升时间 ≤ 1 μs

• 外加源电压 Vs = 5V

确定最大电阻的计算如公式 9-21 所示。

技巧十三：3.3V→5V电平转换器

尽管【guǎn】电平转换可以分立地进行【háng】，但通常使【shǐ】用集成解决【jué】方【fāng】案较受欢【huān】迎。电平转【zhuǎn】换器的【de】使用【yòng】范围比较广泛：有单向和双向配置、不同【tóng】的电压【yā】转换和【hé】不同的速度，供用户选择最佳【jiā】的解决方案。

器件【jiàn】之间的板级通讯【xùn】 （例如， MCU 至【zhì】外【wài】设）通过 SPI 或 I2C来进【jìn】行，这是最常见的。对于SPI，使【shǐ】用单向电平转【zhuǎn】换器比较合适【shì】；对于 I2C，就需要使用双向解决方案。下面【miàn】的图 9-21 显【xiǎn】示【shì】了这两种解决方案。

模拟

3.3V 至【zhì】 5V 接口的最后【hòu】一项挑战【zhàn】是【shì】如何【hé】转【zhuǎn】换【huàn】模拟信【xìn】号，使之跨越电源障碍。低电平信号可【kě】能不需要外部电路，但在 3.3V 与 5V 之间【jiān】传送信号的系统则【zé】会受到【dào】电源变化的影【yǐng】响。例如，在 3.3V 系统中，ADC转换1V峰值的模拟信号，其分辨率要比5V系统中 ADC 转换的高，这是因为在 3.3V ADC 中，ADC 量程中更多的部【bù】分用于转换。但【dàn】另【lìng】一方面【miàn】，3.3V 系统中相【xiàng】对较高【gāo】的信号幅值，与系统【tǒng】较低【dī】的共【gòng】模电压限制可能会发生冲突。

因此，为【wéi】了补偿上述差异，可能需【xū】要某种接【jiē】口电路。本【běn】节【jiē】将【jiāng】讨论接口电路，以帮助缓和信号在不同电【diàn】源之间转换的问【wèn】题。

技巧十四：3.3V→5V模拟增益模块

从【cóng】 3.3V 电源连【lián】接【jiē】至 5V 时，需要提升模拟电压。33 kΩ 和【hé】 17 kΩ 电阻【zǔ】设定了运放的增益【yì】，从而在两【liǎng】端均使用满量【liàng】程。11 kΩ 电【diàn】阻限制了流回 3.3V 电路的电流。

技巧十五：3.3V→5V模拟补偿模块

该模块用于补偿 3.3V 转换到【dào】 5V 的模拟电【diàn】压。下面【miàn】是将 3.3V 电源供【gòng】电的【de】模拟电压转换【huàn】为由 5V电源供电。右上方的 147 kΩ、 30.1 kΩ 电【diàn】阻以及【jí】+5V 电源，等效于串【chuàn】联了 25 kΩ 电阻的【de】 0.85V 电压源。这【zhè】个等效的【de】 25 kΩ 电阻【zǔ】、三个 25 kΩ 电阻以【yǐ】及运放构成了增【zēng】益【yì】为 1 V/V 的差动放大器。0.85V等效电压源将出现在输入端的任【rèn】何信号向上【shàng】平移相【xiàng】同的幅度【dù】；以 3.3V/2 = 1.65V 为中心的信号将同时以【yǐ】 5.0V/2 = 2.50V 为【wéi】中心。左上【shàng】方的【de】电阻限制【zhì】了来【lái】自 5V 电路的电【diàn】流。

技巧十六：5V→3.3V有源模拟衰减器

此【cǐ】技巧使用运算放【fàng】大器衰【shuāi】减【jiǎn】从 5V 至【zhì】 3.3V 系统的信号幅值。

要将 5V 模拟信【xìn】号转换为【wéi】 3.3V 模拟信号，最简【jiǎn】单的方法是【shì】使用 R1:R2 比值为 1.7:3.3 的【de】电阻分压器。然而，这【zhè】种【zhǒng】方法【fǎ】存在一【yī】些【xiē】问题。

1）衰减器可能会接至容性负载，构成不期望得到的低通滤波器。

2）衰减器电路可能需要从高阻抗源驱动低阻抗负载。

无论是哪种情形，都需要运算放大器用以缓冲信号。

所需的运放电路是单位增益跟随器 （见图 9-21）。

电路输出电压与加在输入的电压相同。

为了把【bǎ】 5V 信号转换【huàn】为较【jiào】低的 3V 信号，我们只要【yào】加【jiā】上电阻衰减器即【jí】可。

如果电阻【zǔ】分压器【qì】位【wèi】于单位增益跟【gēn】随器之前，那么将为 3.3V 电路提供最低【dī】的阻抗。此外【wài】，运放可以从3.3V 供电【diàn】，这将节省一些功耗。如果选择的 X 非常大的话， 5V 侧【cè】的【de】功耗可以最大限度地减小【xiǎo】。

如果衰减器位于单位【wèi】增益跟【gēn】随器【qì】之【zhī】后，那么对 5V源而言就有最高的阻抗。运【yùn】放必【bì】须从 5V 供电，3V 侧的阻抗将【jiāng】取【qǔ】决于 R1||R2 的值【zhí】。

技巧十七：5V→3.3V模拟限幅器

在【zài】将 5V 信号传送给【gěi】 3.3V 系统【tǒng】时，有【yǒu】时可以将衰【shuāi】减用作增益。如果期【qī】望【wàng】的【de】信号小于 5V，那【nà】么把信号【hào】直接送入 3.3V ADC 将产生较大的转换值。当信【xìn】号【hào】接【jiē】近 5V 时就会出现危险。所以，需要控制电压越限的方法，同时【shí】不影响正常【cháng】范围中的电【diàn】压。这里将【jiāng】讨论三种实现方法。

1. 使用二极管，钳位过电压至 3.3V 供电系统。

2. 使用齐纳二极管，把电压钳位至任何期望的电压限。

3. 使用带二极管的运算放大器，进行精确钳位。

进行【háng】过电【diàn】压钳位的最简【jiǎn】单的方法，与将 5V 数字信号连接至 3.3V 数字信【xìn】号的简【jiǎn】单方【fāng】法完全相同。使用电【diàn】阻和二极管，使过量电流流入 3.3V 电源【yuán】。选【xuǎn】用的电阻值必须能够保护二极管和 3.3V 电【diàn】源，同时还【hái】不会对模【mó】拟性能造成【chéng】负面影响。如果 3.3V 电源的阻抗【kàng】太低，那么这种类【lèi】型的钳位可能【néng】致使3.3V 电源电压上升。即【jí】使 3.3V 电源有很好【hǎo】的低阻抗，当【dāng】二极管导通时，以【yǐ】及在频【pín】率【lǜ】足够高【gāo】的【de】情况下，当二极管【guǎn】没【méi】有导通时 （由于有跨【kuà】越【yuè】二【èr】极管的寄生电容【róng】），此类钳位都将【jiāng】使【shǐ】输入信号向 3.3V 电源【yuán】施加噪声【shēng】。

为了防止输入【rù】信号对电【diàn】源造成影响，或者为了使输入应对较大的瞬态电【diàn】流时更为从【cóng】容，对【duì】前述方法稍加变化，改用齐纳二极管。齐纳二极管的【de】速度通常【cháng】要比第一个电路中所【suǒ】使用的【de】快速信号二极管慢【màn】。不过，齐纳钳位一【yī】般来说【shuō】更为结实，钳位时不依赖【lài】于电源【yuán】的特性参数。钳位【wèi】的大【dà】小【xiǎo】取决于流【liú】经二极【jí】管的【de】电流。这【zhè】由 R1 的值决定【dìng】。如果【guǒ】 VIN 源的【de】输出阻抗足够大的话，也可不需要 R1。

如果需要不依赖于电源【yuán】的更为精确的过电压【yā】钳位，可【kě】以使【shǐ】用运放来得【dé】到精密【mì】二极管。电路如【rú】图 9-21所【suǒ】示。运放补偿了二极管的正向压【yā】降【jiàng】，使得电压正好被钳位在运放【fàng】的同相输入端电源电压【yā】上【shàng】。如果运放是轨【guǐ】到【dào】轨的话，可以【yǐ】用 3.3V 供电【diàn】。

由于钳位是通过运放来进行的，不会影响到电源。

运放不能改【gǎi】善低电压【yā】电路中出【chū】现【xiàn】的阻抗，阻抗仍为R1 加上源【yuán】电路阻抗。

技巧十八：驱动双极型晶体管

在驱动双极【jí】型【xíng】晶体【tǐ】管时，基极 “驱动”电流【liú】和【hé】正向电流【liú】增益 （Β/hFE）将决定【dìng】晶体管将吸纳多少【shǎo】电流。如果晶体管被单片机I/O 端口【kǒu】驱动，使用【yòng】端口电压和端口【kǒu】电【diàn】流上【shàng】限 （典型值 20 mA）来计算基极驱动电流。如果使【shǐ】用【yòng】的是 3.3V 技术，应改用阻值较小的基极电流限流【liú】电阻，以确保有足够的基【jī】极驱动电流使晶【jīng】体【tǐ】管【guǎn】饱和【hé】。

RBASE的【de】值【zhí】取【qǔ】决于单片【piàn】机电源电压。公式9-21 说明了如何计【jì】算 RBASE。

如果将双极型晶体管用作开【kāi】关，开启或关闭【bì】由单片机 I/O 端口引【yǐn】脚控【kòng】制的负载，应【yīng】使用最小的【de】 hFE规范和裕度，以确保器【qì】件完全【quán】饱和。

3V 技术示例：

对【duì】于【yú】这【zhè】两个示例，提高基极电流留出裕度是不错的做法。将 1 mA 的基极电流【liú】驱【qū】动至 2 mA 能确保【bǎo】饱和，但代价是提高了输入功【gōng】耗【hào】。

技巧十九：驱动N沟道MOSFET晶体管

在选择与 3.3V 单片机【jī】配【pèi】合使用的外部 N 沟道【dào】MOSFET 时，一定要小心。MOSFET 栅极阈值电压表明了【le】器【qì】件完全饱【bǎo】和【hé】的【de】能力。对【duì】于 3.3V 应用，所选 MOSFET 的额定导通电【diàn】阻应针对 3V 或更小的栅极驱动电压。例【lì】如，对【duì】于具有 3.3V 驱动的100 mA负载，额定漏极电流为250 μA的FET在栅极 - 源极【jí】施【shī】加【jiā】 1V 电压时，不一定能【néng】提供满意的结果。在【zài】从 5V 转换到【dào】 3V 技术时，应【yīng】仔细检查【chá】栅极- 源极阈值和导通【tōng】电【diàn】阻特性参数【shù】，如图 9-21 所示。稍【shāo】微减少【shǎo】栅极驱动电【diàn】压，可以显著减小漏电【diàn】流【liú】。

对于 MOSFET，低阈值器件较【jiào】为常见，其漏－源电压额【é】定【dìng】值低于【yú】 30V。漏－源额定电压大【dà】于【yú】 30V的 MOSFET，通常具有更高的阈值【zhí】电压 （VT）。

如表 9-21 所示【shì】，此 30V N 沟【gōu】道 MOSFET 开关的阈值电压是 0.6V。栅极施加 2.8V 的电【diàn】压【yā】时，此MOSFET 的【de】额定电阻是 35 mΩ，因此【cǐ】，它非【fēi】常适【shì】用【yòng】于【yú】 3.3V 应用。

对于 IRF7201 数据手册中的【de】规范，栅极阈值电压最小值【zhí】规定【dìng】为 1.0V。这并不意味着器件可以【yǐ】用【yòng】来在1.0V 栅【shān】 - 源【yuán】电【diàn】压【yā】时开关电流，因为对于【yú】低【dī】于 4.5V 的【de】VGS （th），没有说明规范。对于【yú】需要低开关电阻的 3.3V 驱【qū】动的【de】应用，不建议使用 IRF7201，但它可以用【yòng】于 5V 驱动【dòng】应用【yòng】。

审核编辑：汤梓红